ОДНОТАКТНЫЕ ПPOTИB ДВУХТАКТНЫХ
Часть 2. (продолжение)

Scott Frankland, ж. Stereophile 1/97

УМЕНЬШЕНИЕ ПРОДУКТОВ ИСКАЖЕНИЙ

Исходя из соображений идеального воспроизведения,любое изменение тембра инструмента нежелательно. Из чистой теории мы также знаем, что добавление любой гармоники все равно проявится в конечном сигнале. Из этого следует что, если целью является достижение нейтральности воспроизведения, должны быть найдены средства, делающие неслышимыми весь спектр внесенных гармонических продуктов.
    Эта инженерная задача может быть решена посредством применения каскадов с низкими искажениями; источники тока, активная нагрузка, дифференциальные усилители, буферы и каскодное включение (67, 68). Но,даже в этих случаях, искажения присутствуют. Отрицательная обратная связь (ООС, для краткости в дальнейшем ОС, если не будет оговорена иная) является традиционным инструментом для уменьшения всякого рода нелинейностей в усилителях. К сожалению, довольно часто подобная технология применяется неправильно.
    Дик Олшер (Dick Olsher) рассуждает по данному вопросу: "Минималистская схемотехника (в 20-е годы)обычно не использовала общей петли ОС... И это одна из главных причин, почему однотактники столь без усилий выкарабкивались из состояния перегрузки. Резкие всплески сигнала могут толкнуть усилитель в область больших искажений или режим кратковременного (в несколько миллисекунд) возбуждения" (45, стр.105).
    Эта декларация справедлива лишь в том случае,если ОС не верно рассчитана и применена. Существует три фактора, определяющих время восстановления усилителя с обратной связью все они равнозначны): 1) запас по фазе; 2) достаточность усиления; 3) динамическая характеристика первого каскада, реагирующего на корректирующий сигнал обратной связи. Если все три фактора имеют величину, достаточную в каждом конкретном случае, то время выхода из клиппинга* для усилителя с ОС будет тем же, что для усилителя без нее.
    Первые два фактора хорошо изучены и не станут обсуждаться здесь. Следует лишь сказать, что главнейшей целью компенсации является доведение коэффициента усиления до единицы к моменту, когда фазовый сдвиг достигает 180° (69). Таким образом достигается стабильность и устойчивость. Фактор третий часто не верно понимаем или вовсе не берется в рассмотрение: противостояние входного каскада сигналу коррекции, поданного с выхода устройства. Этот сигнал весьма большой амплитуды на высоких частотах, вследствие того, что компенсирующая цепь, удовлетворяющая условиям 1 и 2, вносит временную задержку. При больших амплитудах сигнала на ВЧ на выходе появляется значительный выброс корректирующего сигнала (Рис. 25). Он появляется из-за того, что ОС действует слишком поздно, когда требуется полностью подавить входной сигнал с частотой выше, чем та, на которую рассчитана компенсация.
    Рис. 26 наглядно представляет, как корректирующий сигнал (а) складывается с компенсирующим сигналом (b), чтобы восстановить оригинальную (исходную) форму сигнала (с). После этого стал очевиден вторичный эффект компенсации: уменьшение полосы полезного сигнала и, при этом, ускорение сигнала обратной связи! Результатом будет то, что сигнал ОС "догонит" основноЙ (полезный) сигнал, чтобы вовремя сложившись с ним,воссоздать такой, который на выходе будет подобен входному. Если этого не происходит, результирующая форма сигнала (с) не будет прямоугольной, а будет иметь срез фронта или выброс, как на (b) или (а).
    Можно рассмотреть это взаимодействие иным способом: представить компенсирующую цепочку как интегратор с реакцией в виде (b), а серво цепь с реакцией, приведенной ко входу, как дифференциатор (а). Когда продифференцированный сигнал окажется проинтегрирован через цепочку компенсации, форма исходного сигнала будет восстановлена. Этот базовый принцип используется в системе записи RIAA** для пред- и после- коррекции. И если фактор 3 не выдерживает требований по перегрузке, воспроизводимый сигнал не будет подобен исходному. То есть, если первый каскад не способен воспринимать всю амплитуду корректирующего сигнала,пришедшего с выхода, он влетит в насыщение (70).
    Форма сигнала (а) показывает, что динамика первого каскада увеличивается с ростом частоты. В сервосистемах (устройствах с отслеживанием сигнала по выходу) первый каскад всегда терпит жесткое модулирующее воздействие сигнала обратной связи. Он из всех каскадов единственный, кому предоставлена эта нелегкая задача, так как следующий каскад стоит после компенсирующей цепи, режущей выброс после первого каскада. Таким образом, входной каскад должен иметь достаточный запас по амплитуде усиливаемого сигнала, чтобы противостоять атаке корректирующего в самом худшем случае. Интересно отметить в этой связи, что сам Уильямсон (D.T.N. Williamson) выбрал для первого каскада лампу 12AU7, известную своим широким раскрывом анодной характеристики.
    Когда же и выходной каскад клиппирует одновременно с первым, наступает полная неразбериха. Однако, не следует считать ОС ответственной за все это Проблема ОС была притянута к ответу благодаря,главным образом, работам М. Оталы (М. Otala) по эффекту TIM*** (71, 72). Более поздние исследования (70,73) показали, что ОС не создает TIM, в том случае, когда входной каскад способен принять двойную амплитуду против обычного входного сигнала (70). Под "обычным" понимается сигнал, достаточный, чтобы вогнать в перегрузку выходной каскад.

KЛИППИРОВАНИE, ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ И ВОССТАНОВЛЕНИЕ

Однотактный усилитель с регулируемой по величине ОС (такой как CAD-805 ф. Сагу) представляет собой интересный случай для изучения. Из Рис. 8 мы видим, что происходит компрессия отрицательной половинки сигнала с дальнейшим закруглением верхушки нижней полуволны. По виду передаточной характеристики сразу заметно ее влияние на отмеченное скругление. Введение ОС выпрямляет саму характеристику передачи, но при этом она укорачивается снизу (как на Рис. 27а). И в результате, входной сигнал, достаточный для раскачки выходного сигнала по положительной полуволне, испыты- вает отсечку по отрицательной (Рис. 27b). Сжатие нижней полуволны, таким образом, уменьшает величину выходной мощности (хотя и менее искаженной до этого момента) при включении обратной связи! (74, 75).

Легкая степень клиппирования в однотактных усилителях была отмечена TJN (T.J. Norton - измерительный человек в журнале Stereophile):"... клиппинг очень незначителен в CAD-805, проявляясь в легком закруглении нижней половины сигнала..." (45 стр. 111). На Рис. 28 представлены гармонические составляющие формы сигнала, показанного на Рис. 8. Продукты искажений для этого случая определены графическим анализом передаточной характеристики (76).
    Заметьте, как гармоники приводят к "сдавливанию" по бокам и удлинению верхней полуволны, а также и то, как они при сложении дают закругление нижней полуволны. Из рисунка видно, как при пересечении нуля основным сигналом нечетная гармоника D сдвинута на 90° относительно нечетных С и Е. В данном случае составляющие полностью подчиняются обычному правилу гармонического разложения.
    Пример с натянутой струной на Рис. 5 дает наглядное представление. Здесь все четные гармоники имеют узел в середине струны, а нечетные - пучность, хотя при этом могут быть сдвинуты на 180° (пучность оказывается либо вверху, либо внизу от срединного положения). Эта аналогия с передаточной характеристикой становится весьма полезной и уместной, как только мы начнем более детально рассматривать поведение двухтактного усилителя.
    Не взирая на то, включена ли обратная связь, нет ли,при ограничении анодного тока на положительной полуволне, однотактный каскад начинает сильно искажать. Спектр выходного сигнала обогащается третьей, пятой,седьмой .... и т.д. гармониками. Рост нечетных гармоник обусловлен симметрией ограничения (теперь отсечка происходит не только в нижней половине , но и в верхней части передаточной характеристики). Если верхняя отсечка происходит из-за токового ограничения (предел эмиссии лампы, ограничение тока транзистора и др. эффекты), то нижняя происходит благодаря все большему скруглению характеристики. Это влечет к росту второй,четвертой, шестой и т.д. Но так как рост четных гармоник начался раньше, чем нечетных (ограничение по току происходит в последнюю очередь), то налицо доминирование консонантных над диссонансными. Это и есть объяснение того факта, что на пороге клиппирования однотактники звучат менее раздражающе, чем двухтактные схемы.
    В отношении обратной связи Д. Олшер дает вновь довольно противоречивые заключения: " Увеличение глубины ОС улучшило детальность быстрых звуков,которые мне казались потерянными, как будто вуаль была наброшена на сцену. Ощущение скорости и выпуклости инструментов улучшилось, хотя и ценой потери сочности". (45. стр, 107). Очевидно, что уменьшение искажений при подаче ОС должно было привести к некоторой потере сочности, когда подавлены искажения консонантного характера (т.е. вносящие лепту в созвучность, благозвучие). Теперь мы готовы к ответу на вопрос о том. какие же еще механизмы могут участвовать в этом процессе..
    Потеря звучности, сочности может быть объяснена с помощью измерений Т. Нортона. Картинки частотной характеристики для различных случаев включения ОС даны на Рис.29. В отсутствие ОС на графике виден слабый подъем с частоты 5 кГц, и с увеличением глубины ОС, этот пик растет, достигая 3 дБ при 10 дБ обратной связи. Это впрямую указывает на отсутствие компенсации. Подъем частотной характеристики отражен и во временной области, как острый выброс на переднем фронте меандра в 1 кГц (Рис.30).
    Отметьте также, что гармонические искажения достаточно резко растут с подъемом частоток (в конце концов они даже "обгоняют" по уровню характеристику, когда ОС отсутствует, хотя в середине диапазона та же ОС способствует подавлению искажений. Ред.) Увеличение глубины ОС до 10 дБ оказалось бессильно противостоять искажениям из-за фазового сдвига. В самом деле, ведь высокочастотные искажения растут с увеличением глубины обратной связи! Для усилителей с трансформаторным выходом в этом нет ничего удивительного. Фазовый сдвиг, являющийся эквивалентом временной задержки, обязан распределенной емкости трансформатора, а ОС затем становится регенеративной связью и действие ее усугубляется с увеличением глубины. Компенсация способна свести фазовый сдвиг к нулю и сделать частотную характеристику ровной при каждом данном значении обратной связи. Следовало бы установить переключатель компенсации одновременно с переключателем глубины ОС.
    В усилителе CAD-805 ухудшение звучности при введении ОС любой глубины может быть обусловлено следующими причинами:
    1) подъем АЧХ на высоких частотах;
    2) повышенной чувствительностью к емкостной нагрузке при усилении ОС, что выражается выбросом на прямоугольном сигнале;
    3) ростом гармонических искажений выше 20 кГц;
    4)резким загибом передаточной характеристики и вслед за этим компрессией выходной мощности;
    5) наличием TIM или других искажений переходного характера.
    Мы способны вычислить эти вероятные причины.Очевидно, что TIM не вызывают ухудшение сочности звучания CAD-805 при углублении ОС. Это следует из того факта, что в схеме нет цепи компенсации, вносящей временную задержку. В нашем случае она могла быть создана внутренней емкостью выходного трансформатора (который выступает, как ВЧ фильтр) и такая задержка привела бы к незначительной модуляции первого каскада, (что собственно и характеризует присутствие TIM). Следовательно, TIM, как причина не принимается.
    Если потеря музыкальности происходит на самых громких пассажах, это означает, что более глубокая ОС может быть подана уже на первых ваттах, когда еще не происходит загиба характеристики передачи. Как рекомендуемая альтернатива: если усилитель работает на громкоговоритель с высокой чувствительностью (в режиме малого потребления мощности), то глубина ОС может быть допущена больше. Это обеспечивает запас по мощ- ности в обратной пропорции (чем выше чутье акустики,тем меньше ватт нужно потратить, тем больший запас создан и наоборот).²⁵
    С другой стороны, если ухудшение случается даже на малых уровнях, тогда это может быть вызвано факторами 1, 2 или 3, так как влияние их не зависит от уровня сигнала. При том, что гармонические искажения дальше полосы 20 кГц считаются неслышимыми, может возникнуть продукт разностной частоты, который упадет в слышимую область. Положим, к примеру, 40 кГц - 30кГц =10 кГц. Однако, подобные эффекты имеют исчезающе малый уровень, так что непохоже, чтобы проявлялся фактор 3. Тогда остаются факторы 1 или 2. Напомним, что это:
    1) подъем АЧХ на высоких частотах и
    2) чувствительность к емкостной нагрузке в отсутствие компенсации.
    Любая емкость на выходе усилителя, будь она образована емкостью кабеля, либо фильтром громкоговорителя, должна дать дополнительный высокочастотный полюс, сопровождаемый в пределе фазовым сдвигом в 90°, который в свою очередь окажется в сигнале обратной связи. "Звон" в ультразвуковой области является очень частой практикой, если только ОС не является локальной. Так что генерирование на высоких частотах обычно подавляется включением компенсирующих цепей. На плоскости комплексных переменных (S) Рис.32 показано расположение резонансного полюса S0 и двух антирезонансов и их влияние на переходную характеристику. На Рис. 33 представлены случаи для переходных характеристик, когда все полюса и нули находятся в левой полуплоскости комплексных переменных.²⁶ Это может считаться случаями правильной настройки системы,когда звон критически демпфирован и резонансных выбросов быть не должно (77, 73). Только в этих случаях звон может считаться неслышимым (78, 79).
    Из всего вышеприведенного следует, что при введении компенсирования (с целью исключения ВЧ подъема и демпфирования переколебаний на скоростных сигналах) возможно применение более глубокой ОС без ухудшения звучания. Эти меры, однако, не ограждают обратную связь от влияния ее на музыкальные характеристики усилителя в том случае, если благозвучность его создана сложным спектром искажений, присущих только данному устройству.²⁷

SINGLE-ENDED VS PUSH-PULL Part 3
Однотактные npomuв двyxmaкmныx. Часть 3

В первых двух частях была освещена история ламповых усилителей и слышимые эффекты различных нелинейностей, возникающих при усилении. В этой последней части я обращусь к достоинствам и недостаткам однотактных (SE) и двухтактных (РР) схем. Глядя на SE с теоретической точки зрения, здесь существует фундаментальная проблема: искривление характеристик лампы в нижней части линии нагрузки. Рис. 34 показывает, что даже класс-А не способен справиться с дефектом, присущим анодным характеристикам. В звуковых усилителях искажения появляются главным образом в НЧ области,где сосредоточена большая часть энергии. Из-за того,что продукты искажений кратны основной гармонике (т.е.оригинальному сигналу с частотой f,), то, появившись в НЧ, они пролезают в среднечастотный диапазон.
    К примеру, при несущей частоте в 75 Гц вторая гармоника появится на 150 Гц, третья - 235 Гц, четвертая -300 Гц и т.д. Быть может, поэтому усилители с сильными искажениями по басу звучат теплее и полнее в области нижней середины и более "прозрачны" в верхней середине. Дальнейшее увеличение этих "благозвучных" продуктов способно превратить "прозрачность" в "стеклянность", а теплоту в "вялость и аморфность". Опытные слушатели должны знать, чем вызваны эти метаморфозы и уметь выделить их природу.
    Вторая серьезная проблема SE: недостаточно качественная работа на краях звукового диапазона. Корень ее в мощном магнитном потоке, присутствующем в сердечнике выходного трансформатора, созданным постоянным током покоя, необходимым для режима-А. Сам же режим-А является обязательным для однотактников, так как здесь нет "перехвата" отрицательной полуволны второй лампой, как в двухтактном усилителе.
    Ток покоя, текущий через первичную обмотку выходного трансформатора (Рис. 35), создает поток магнитных силовых линий. Сам сердечник может выдержать только определенную плотность магнитного потока (обычно 10-15 килоГаусс в зависимости от материала). При положительной полуволне ток через обмотку увеличивается,увеличивая тем самым индукцию (плотность потока) в сердечнике. Выше точки перегиба на петле гистерезиса железо близко к насыщению (Рис. 36). С этого момента положительная полуволна испытывает компрессию 2в.Когда обе полуволны подвергнуты "сжатию", появляются искажения нечетного порядка. Поэтому в однотактных усилителях жестко стоит проблема насыщения сердечника. С целью снижения искажений, вызванных ограничением индукции, в сердечник вводят зазор. Он работает как клапан (перепускной) при превышении магнитного давления. При увеличении магнитного потока сверх того,что может пройти по железу, срабатывает клапан, отводя избыточный поток по воздушному промежутку. Так как воздушный зазор не подвержен магнитному насыщению,то высокого порядка искажения, вызванные эти фактом (насыщением), отсутствуют.
    Но все равно, наличие немагнитного зазора ведет к уменьшению индуктивности обмотки и ослаблению коэффициента связи между первичкой и вторичкой (80). Это в свою очередь приводит к потерям на низких частотах.Уменьшение индуктивности можно было бы скомпенсировать увеличением витков первички. Однако это приведет к высокочастотным потерям, вызванным индуктивностью рассеяния. Круг замкнулся. Таким образом, на краях звукового диапазона возникают потери, чего не наблюдается в двухтактных усилителях (Рис. 37).
    Решение этой проблемы не сложно, но дорогостояще:обойтись без выходного трансформатора. Этого можно добиться посредством параллельного соединения выходных ламп. К примеру, при заданной глубине ОС в 20дБ, 16 штук лучевых тетродов 6550С (включенных триодами для уменьшения внутреннего сопротивления) дадут расчетный коэффициент демпфирования, равный 10. (Как правило, цифра 10 эквивалентна импедансу источника в 0,8 Ом, что считается достаточным).
    Проблема третья для SE усиления: низкий коэффициент демпфирования. За это ответственны два фактора:1) применение малого числа выходных ламп; 2) типичное отсутствие ОС. Демпфирование есть показатель того,насколько усилитель невосприимчив к изменениям нагрузки. (Последствия плохого демпфирования было разъяснено Дж. Аткинсоном в Stereophile за август 1995г.). При слабом демпфировании получим регулятор тембра с подключением к усилителю нагрузки, меняющейся с частотой. (Как на Рис. 37, нижняя кривая, полученная на эквиваленте нагрузки). К тому же, как вывел Cocking(81), хорошее демпфирование необходимо для управления НЧ головкой на частоте резонанса. Рупорными НЧ управлять легче (и раскачивать тоже), так они предпочтительнее для работы с однотактниками.
    Специалисты по SE из Audio Note разработали громкоговорители, совместимые с выходным импедансом их усилителей. В самом деле, в наших поисках того фокуса звучания однотактников, которым они обладают, уместно всегда помнить, что динамик не просто конечное звено в звуковой цепи, но и "органичное" приложение к усилителю (как наше ухо есть органичное приложение ко всему органу слуха). Усилитель как бы "разговаривает" с нами через громкоговоритель.

Решение проблемы посредством РР

Двухтактное включение стало популярным за его способность снизить высокую вторую гармонику, возникающую в SE. Стоит еще раз повторить, что РР подавляют не только вторую, но и все четные продукты искажений,возникающие в выходной лампе каждого плеча. Ниже представлен анализ работы двухтактной схемы с целью показать, как она "выбирает" одни продукты искажений и уничтожает другие. Для простоты предположим, что работа плеч полностью сбалансирована (симметрична) и характеристики ламп одинаковы. Однако на практике некоторый разбаланс все же имеет место.
    В РР схеме первичная обмотка выходного трансформатора имеет отвод в средней точке (Рис. 38), образуя две катушки. Такой способ соединения создает для токов покоя верхнего и нижнего плеч два магнитных потока, текущих навстречу друг другу. Встречные магнитные поля создают суммарный магнитный поток в сердечнике (как и по воздуху), равный
    DC1 - DC2 = 0
    Тогда, проблема насыщения сердечника, благодаря току покоя, не возникает. Кое-кто возразит, что, мол, в однотактных усилителях несбалансированный ток покоя смещает рабочую точку в выходном трансформаторе от центра петли гистерезиса, тем самым, улучшая его способность передачи слабых сигналов в нагрузку (громкоговоритель). Эти кросс-искажения и являются основой для защитников "первого ватта", адептов однотактного движения. Обращение к Рис.39 подтверждает некоторую правоту их взглядов. Тщательный выбор магнитного материала способен минимизировать эту проблему. Пермаллои с умеренным содержанием никеля имеют превосходные свойства при работе с очень малыми уровнями магнитной энергии. В любом случае, возможно создать некоторое подмагничивание постоянным током с помощью простого разбаланса выходного каскада (82), что в свою очередь сместит рабочую точку (по магнитным свойствам) выходного трансформатора из центра петли гистерезиса. Конечно, это приведет к раннему клиппированию, т.е. уменьшению выходной мощности.Однако разбаланс, требуемый для некоторого "распрямления" начального участка петли, весьма невелик для никельсодержащих пермаллоев, невелики также и соответствующие потери.²⁹
    А вот сигнальные токи резко отличны от действия токов покоя. На Рис. 38 токи i2 противофазны в отношении четных порядков искажений, ток же i1, способствует синфазному сложению нечетных продуктов (83). Двухтактный тандем токов, несущих нечетные продукты удваивает длину линии нагрузки (Рис. 40) и создает общую рабочую точку в магнитной системе. (На Рис. 40 показана "объединенная Q").
    B.J. Thompson из исследовательской лаборатории RCA в 1933 году впервые показал, как получить сложение характеристик в двухтактном включении. Рассматривая внутреннюю взаимную индуктивность, Томпсон одной простой фразой объяснил красоту двухтактного метода: "В самом деле, в оптимальных условиях, в любой точке синусоиды каждая лампа работает на эффективную активную нагрузку, равную внутреннему сопротивлению".
    В 1948-м H.L. Kraus подтвердил результаты Томпсона аналитически и экспериментально (85). Он также пришел к выводу, что благодаря постоянству нагрузки для выходных ламп, в РР достижимо значение мощности на 11% больше, чем при параллельном соединении тех же ламп, но в SE включении.³⁰ Конечно,это предполагает только режим-А. Режим-АВ является oтдельным случаем, когда возможно получить гораздо большую мощность.³¹ (86)
    В двухтактной схеме анодные токи работают в неразрывном тандеме в точке раздела (соответствующей значению Ebb на Рис. 40). Эта передача с одного плеча на другое внутренне присуща работе двухтактной схемы и этот простой факт более всего беспокоит сторонников SE. Однако он же является частью механизма, позволяющего подавление искажений. Сначала мы увидим, как это происходит, а затем мы детальнее рассмотрим момент передачи сигнала из верхнего плеча на нижнее.
    Магнитодвижущая сила в выходном трансформаторе пропорциональна разности токов ib1 - ib2, помноженной на число витков первичной обмотки N1
    Тогда:МДС = N1 (ib1 - ib2)
    Знак минус перед ib2 означает противофазное действие относительно ib1. Подставляя в формулу мгновенные значения анодных токов, придем к выводу, что: 1) постоянный ток покоя для некоторой "объединенной лампы" равен нулю; 2) переменный сигнал симметрично качается относительно средней точки покоя. Это позволяет провести передаточную характеристику в виде прямой наклонной линии, что отображено на Рис. 43 пунктиром.
    Площадь под кривыми представляет продукты искажений четного порядка. Их вычитание (компенсация) имеет место благодаря тому, что они одинаковы и находятся друг против друга. Суммарным эффектом является прямая линия, объединяющая кривые. Как очевидно, любое отличие этих площадей друг от друга из-за разбаланса характеристик, вызовет появление четных гармоник в нагрузке.

Проблемы, присущие РР

Они относятся лишь к существованию нечетных продуктов искажений. Расписав уравнение для магнитной цепи с гармоническими составляющими, получим для мгновенного значения МДС:
    N1(2B₁SIN1w t + 2B₃SIN3w t + 2B₅SIN5w t + ...).
    Заметьте, что четные составляющие исчезли из этого ряда, благодаря двухтактному действию. Рис. 44 показывает, как пролегает составляющая двойной частоты (второго порядка) и с такой фазой, чтобы затем быть скомпенсированной (уничтоженной) противоположным действием со стороны второго плеча. Это же правило приложимо ко всем четным составляющим. Напряжение, наведенное на концах вторичной обмотки, будет иметь составляющие исключительно нечетных порядков:
    Е2 = k(2B₁SIN1w t + 2B₃SIN3w t + 2B₅SIN5w t +...)
    Так что даже при прямой характеристике передачи,на выходе мы получим ряд из нечетных гармоник. Из этого следует, что оставшийся ряд является результатом неравномерного отстояния друг от друга других линейных характеристик.³²
   

Сравните симметрию совмещенных характеристик на Рис. 41 с асимметричной работой однотактника на Рис.34. Если бы характеристики были равномерно расположены и одновременно с этим были прямы и параллельны, то гармонические искажения не возникали бы в любом типе усилителя, а передаточная характеристика представляла собой прямую линию в каждом случае. Одно из наиболее важных преимуществ триода над пентодом - относительно одинаковое расстояние между анодными кривыми. На Рис. 45 показано семейство характеристик триода 2АЗ. Эта лампа с катодом прямого накала наиболее любима адептами однотактников. Легко увидеть почему: кривые отстоят друг от друга практически на одинаковых расстояниях. ³³
   

На Рис. 46 изображены анодные характеристики лучевого тетрода КТ88 (Британского аналога 6550). При рассмотрении очевидна явная неравномерность расположения кривых друг от друга. Но при включении лампы триодом (Рис. 47), характеристики выравниваются (Рис.48)!³⁴ Из горизонтальных они разворачиваются к вертикали. Этот заметный сдвиг указывает на уменьшение внутреннего сопротивления и увеличение демпфирования.
   

Ультралинейное включение выходной лампы (пентод либо тетрод), вытеснившее триодные выходные каскады в 50-е годы, является специальным случаем, попадающим между триодными и пентодными характеристиками (Рис. 49). Как видно из рисунка, лампа будто противится такому включению. Эти своеобразные (необычные) искривления были объяснены Cocking'oM в редакционной статье журнала Wireless Engineer в 1955 году ³⁵ (90).

В любых усилителях поведение анодных (или иных) кривых и их взаимное расположение при проведении линии нагрузки определяет характер будущих искажений.Проведение динамической характеристики сразу покажет, какого порядка "хвост" искажений следует ожидать.S-образная передаточная характеристика (как на Рис.50)означает доминирование искажений 3-го порядка 3-й гармоники); параболическая кривая (как на Рис. 51) указывает на доминирование второй гармоники (91). Эти характеристики передачи типичны для пентода и триода соответственно. Отметьте, однако, что продукты искажений высших порядков увеличиваются при повышении мощности (см. Рис. 19 в части II). Происходит это оттого,что характеристики все более искривляются (или промежутки между ними сжимаются) на краях рабочего диапазона.
    Хотя динамическая характеристика передачи для триода в SE имеют вид параболы, но она становится S-образной при двухтактном включении того же триода!Это из-за того, что суммарные анодные характеристики создают новую результирующую характеристику передачи. И все же, несмотря на S-образность, результирующая кривая близко приближается к идеальной прямой (Рис. 51).
    Рис. 44 помогает понять, почему так происходит. В некоторой "объединенной" лампе двухтактного усилителя синусоиды С и Е отсутствуют, остается лишь D (третья гармоника). Результирующая волна (то, что осталось от идеального синуса) менее заострена, чем это происходит в однотактном включении. Благодаря симметричному действию двухтактника, это происходит с каждой полуволной. А присутствие отрицательной обратной связи еще более выпрямляет характеристику передачи (Рис.52).
    ОС заставляет анодные характеристики быть менее наклонными, т.е. приближаться к вертикальной линии (Рис. 52) (92), тем самым, уменьшая выходное сопротивление. Так как работа плеч симметрична, введение ОС не подрезает нижний конец передаточной характеристики, что имеет место в однотактном усилителе, то и снижения выходной мощности не происходит.

Фазоинверторы

На выходе двухтактного усилителя осуществляется синтез двух сигналов. В однотактном такого не происходит - вся синусоида создается одной лампой. В РР есть две лампы, "открываемые" таким образом, чтобы создать полный сигнал. Такая пара дополняющих друг друга ламп известна, как композитная, объединенная лампа (подобна "композитному человеку", созданному двуручной пилой - русская Дружба-2).
    Особенностью двухтактного усилителя является присутствие фазоинвертора. Этот каскад необходим, чтобы сделать из одного сигнала на входе пару балансных (перевернутых друг относительно друга) на выходе, которые затем попеременно качают оба плеча выходного каскада.
    Одним из преимуществ, часто навязываемых SE усилителям, является их простота. В самом деле, на этот факт часто ссылаются, как на источник однотактной магии, или "глубокой структуры", как порою выражаются.Если правдой является тот факт, что в SE отсутствует инвертор, то очень важно ясно понимать, что инвертор не обязательно должен быть дополнительным каскадом. Ведь он может быть реализован, как обычный каскад усиления.
    В идеальном инверторе должны сойтись воедино три требования: 1) он должен создавать клон выходного сигнала; 2) он должен этот клон перевернуть; 3) обеспечить усиление по напряжению. Существует по крайней мере две схемы, отвечающие требованиям идеального инвертора: 1) дифференциальный каскад (93); 2) инвертор с перекрестной связью (94). Из двух последний обладает лучшей симметрией по усилению. По этой причине он часто встречается в инструментальных измерительных схемах. В звуковых усилителях обе схемы вполне сравнимы.36 Первый тип инвертора стал знаменит, когда был избран для использования в моноблоках Marantz Model 9.
    Дополнительный каскад усиления, встречаемый во многих РР усилителях, используется главным образом для обеспечения избыточного усиления. (Вспомните, что усилитель Cocking'a не использовал дополнительный каскад усиления). Этот избыток затем шел на применение ОС. Усилители с неглубокой ОС или вовсе без нее могут обойтись минимальным числом каскадов, будь то SE либо РР.
    Один из мифов об инверторах гласит, что они, мол,разделяют сигнал на две половины. Сигнал не дробится на две части - он приобретает двойника (клон). Антифазные сигналы попеременно качают двухтактный выход,сперва вверх, затем вниз. Выходные лампы затем "проталкивают" сигнальные анодные токи вперед или назад через первичную обмотку выходного трансформатора.Эти токи частично перекрывают друг друга, чтобы создать единый композитный выходной сигнал.
    Ничего необычного нет в природе такого сигнала.Стоит лишь уяснить себе, что любой сигнал сложной формы являет собой сумму простых синусов. Предположим, к примеру, что сложный сигнал состоит из множества звуков, созданных симфоническим оркестром. Каждый из звуков, рожденный своим инструментом, первоначально независим, пока где-то на середине пути не смешается с остальными. Эта смесь звуков в виде единого воздушного потока сложной формы поступает на микрофон.
    Его электрический выходной сигнал изменяется в соответствии со звуковым давлением и формой акустической волны. Таким образом, композитная форма сигнала сохраняется вплоть до внутреннего уха, где она будет "разложена" на базилярной мембране (нечто вроде зипованного компьютерого файла).
    Так что проблемность работы двухтактника более не в том, будет ли иметь композитный сигнал достоверную форму, а скорее в том, насколько тактично и грамотно он подан на выходной трансформатор, а это уже зависит от степени перекрытия двух сигналов. Переход будет гладким, коль скоро перекрытие будет достаточным на линии "сшивки". Величина перекрытия может быть охарактеризована, как: 1) полная (класс - А); 2) частичная (класс - АВ); 3) отсутствие (класс - В).
    Тем более прискорбно, когда разработчики путаются в определении режимов, которые получили строгое и точное описание более 50 лет назад (Рис. 55) (96).

Классификация режимов усиления

На Рис. 56 можно видеть, как сигнал качается относительно суммарной (результирующей) рабочей точки Q. В режиме-В (96) каждая лампа находится в проводящем (открытом) состоянии ровно 180° (т.е. половину целого периода). Затем обе половины точно складываются на линии пересечения. Прекращение тока через лампу раньше времени приводит к так называемым перекрестным искажениям (97, 98) на малых уровнях, либо к искажениям типа "ступеньки" на больших уровнях мощности (99, 100, 101). Класс-C (угол проводимости лампы меньше 180°) обладает настолько большими искажениями,что он эффективно применяется только в специальных усилителях передатчиков.
    В классе-АВ существует перекрытие между полуволнами (Рис. 57) из-за того, что обе лампы открыты больше, чем 180°, но меньше 360° - полного цикла. Это перекрытие необходимо, чтобы "победить" кривизну в нижней части анодных характеристик, в противном случае это привело бы к появлению перекрестных искажений (Рис. 58). Кривизна анодных характеристик в нижней части линии нагрузки представляет собой характерное местоположение точек, где лампа включается в проводящее состояние (102, 103). Как только сигнал проскочит это место еще ниже, то отрицательная половина его отсекается, лампа ток уже не проводит, она закрыта (104).При достаточном перекрытии, т.е. моменте времени,когда обе лампы находятся в открытом состоянии, отсечек не происходит (то, что мы называем "ступенькой"). Ступеньки происходят только в том случае, если присутствуют искажения перекрестного типа (скорее справедливо обратное утверждение, т.к. искажения являются следствием нарушения формы сигнала и количественным определителем - Ред.).
    В классе - А анодный ток через лампу проходит в течение полного периода (т.е. 360°). Чистый - А дает полное перекрытие, когда верхняя и нижняя лампы, не закрываясь, "создают" одинаковые сигналы, только перевернутые относительно друг друга на 180°. При этом не создается нарушений формы и, следовательно, отсутствуют искажения перекрестного и ступенчатого типа. С точки зрения линейности, выходной сигнал является точным воспроизведением входного.
   

Кроме создания перекрытия, увеличение тока покоя спрямляет динамическую характеристику передачи. (т.к.это поднимает линию нагрузки при том же наклоне ее,при соответствующем увеличении анодного напряжения,и тем самым отодвигает рабочую область дальше от искривленных анодных характеристик). Ток покоя, т.е. его рост позволяет увеличить скорость нарастания сигнала (Slew rate). Межобмоточные емкости выходного трансформатора являются главной причиной высокочастотных искажений в ламповых усилителях, а увеличение тока покоя позволяет лампе с меньшими усилиями перезаряжать эти емкости.³⁷ Таким образом, работа в классе - А уменьшает искажения не только для сигналов низкого и среднего уровня, но и при усилении высокоскоростных (с крутым фронтом) и с большой амплитудой. Недостатком режима является его низкая эффективность. Выходная мощность должна быть снижена из-за требований контроля над мощностью рассеяния на анодах. Ресурс лампы тоже оставляет желать лучшего ³⁸, так как форсированная эмиссия катода резко снижает долговечность работы.
   

Какой бы режим усиления не применялся, увеличение сигнала на входе создаст соответствующее увеличение выходного сигнала, так что удлиняемая часть линии нагрузки упрется в препятствие. На Рис. 55 можно увидеть, что при движении от класса - А к классу - С выходной сигнал может быть явно больше, чем в других режимах. Так как увеличение возможно и по току и по напряжению (Dе, Di), то и результирующая мощность так же будет больше. И это главная выгода от применения режима -АВ вместо -А. На той же линии нагрузки теперь расположится полуволна вместо целой волны. Усиленный режим - АВ не так уж сильно уступает в качестве чистому - А.³⁹ Однако увеличение амплитуд (е, i) в классе - АВ достигается ценой увеличения искажений. Рис. 42 поясняет, почему они растут пропорционально амплитуде: промежутки на линии нагрузки становятся шире (по крайней мере, для пентодов). И даже линейный режим - А не способен с этим справиться впрямую. Он всего лишь накладывает условия на величину выходного сигнала, когда требуется проводить ток в течение всего периода. И работа происходит на участке, где разница между отрезками еще не так велика.
   

Только обратная связь впрямую уменьшает искажения, возникающие из-за неравенства промежутков между характеристиками. Обратная связь действует методом наложения инвертированного сигнала на входной. Как только 1) фазовый угол близок или равен 180°; 2) компенсация обеспечивает критическое затухание (без выбросов на фронтах) и 3) входной каскад имеет достаточный запас по амплитуде (headroom), то обратная связьбуквально "меняет" очертания выходного сигнала в сторону большего соответствия входному сигналу. Если характеристики эквивалентной лампы с отрицательной обратной связью отразить на рисунке, то становится ясно,что разница промежутков между ними уже менее заметна (Рис. 59) (105). Сравните пунктирные линии с идеальными на Рис. 40.

Выводы

Как мы убедились, чтобы обрести музыкальность звучания, искажения высших порядков должны быть уменьшены ниже порога слышимости. Триоды, так как они создают искажения низких порядков, кроме случая с максимальными амплитудами, есть вполне естественный путь в решении этой задачи. Говоря гипотетически, идеальный усилитель не должен иметь искажений выше порога слышимости, позволяя тем самым уху останавливать внимание лишь на гармониках самой музыки. Двухтактный усилитель может рассматриваться, как конструктивный шаг в эту сторону.
    Однако, из-за некоторой специфики работы двухтактника, могут применяться некоторые схемные ухищрения.
    Один из методов подавления нечетных гармоник состоит в специальном подборе ламп или других активных элементов в соответствии с тем, каково поведение их характеристик (при тщательном подборе возможно ослабление уровня 3-й гармоники на 10 - 12 дБ). Другим методом является введение местной ОС в выходном каскаде - главном источнике искажений.
    Альтернативой может оказаться и умышленное поднятие уровня второй гармоники с помощью разбаланса выходного каскада. В этом случае возможно получить более благозвучный спектр сигнала. Вдобавок, можно вести постоянную составляющую тока в первичную обмотку, с тем, чтобы сдвинуть рабочую точку железа по петле гистерезиса вверх. Изысканность, тонкость звучания SE часто связывают с его "смещенным" трансформатором, отсутствием перекрестных искажений и работой в чистом классе-А. Платой за это становится неспособность выдать большую мощность. Это в свою очередь заставляет применять высокочувствительную акустику и массивный дорогостоящий выходной трансформатор,если речь заходит о хоть сколько-нибудь заметной мощности (10-20 Вт).
    Одно из очевидных решений - обойтись вовсе без трансформатора (OTL - output transformer less). Однотактные OTL с большой выходной мощностью способны раскачивать обычные динамики до нормального уровня,имея при этом не слишком высокий выходной импеданс.В такой схеме уже успешно используются транзисторы,благодаря их низкому выходному сопротивлению (106,107). Однако не следует тут же заключать, что транзисторный SE усилитель в силу самого факта однотактности, сможет звучать как ламповый SE. Слишком много других различий сюда заложено, чтобы им стать одинаковыми. SE, будь они ламповыми или транзисторными (и какими-нибудь еще), должны исключать кривизну характеристик на отрицательной полуволне, что дает рост второй гармоники. Такое требование обеспечивается симметричной работой. Она желательна, если целью является движение излучателя любого типа. Наша интуиция подсказывает, что положительное смещение его должно быть в точности равно отрицательному, если мы хотим создать точную копию входного сигнала. Только два типа усилителей толкают динамик одинаково в обе стороны:1) SE с полным отсутствием искажений и 2) сбалансированный РР (без внимания к факту, есть ли при этом нечетные гармоники или нет⁴⁰).
    Более чем что-либо еще, созвучность и гармоническая насыщенность определяет музыкальность. При этом нужны многие другие качества чтобы полностью воссоздать атмосферу зала. При этом такие, что напрямую не соотносятся с созвучностью, к примеру - разрешение, локализация образа, масштабность (размерность) звукового образа, переходная характеристика, динамика, коэффициент демпфирования. Не похоже, чтобы эти параметры были особыми достоинствами однотактников. Нейтральность звучания, для примера, означает отсутствие в спектре случайных, инородных составляющих.
    Великим достоинством триодного однотактника является то, что, оставаясь музыкальным, он не требует "очистки" от искажений, Возможным объяснением этого предполагается сочетаемость естественного спектра нашего анализатора со спектром искажений, создаваемых SE усилителем.
    Надпись на обложке январского номера Stereophile за 1994 г. гласит: "Если один из этих усилителей ПРАВИЛЬНЫЙ... другой должен быть НЕПРАВИЛЬНЫМ". Если мы предположим, что записи музыки тоже не абсолютны по качеству, то ответ на загадку трехлетней давности станет ясным: Ни один из усилителей не прав. Один из подходов имеет целью правдоподобие, в то время как другой - красоту.
    Эта амбивалентность приводит к украшательству самих записей музыки и становится притчей во языцех в аудиофильских кругах. Полезность последнего (собственно красоты звучания, но не украшательства) в том,что есть цель в развитии творчества, искусства. Полезность первого (технической верности) в том, чтобы работал контроль, и предмет контроля не утерял собственной сути.
    Сегодняшнее внимание аудиофилов, сосредоточенное на SE усилителях, буквально держит за руку индустрию в ее движении к стерильности. В этом состоит беспокойство аудиообщества. Таким образом, прогресс в искусстве представляется типом ретроградного движения: два шага вперед, один шаг назад. Это прекрасно,когда происходят реальные прорывы, открытия. С другой стороны, верно и то, что должны быть периоды оценок и контроля. Все это вместе - единственный знак и предвестник прогресса.
   

* Клиппирование -это не простое ограничение сигнала вследствие короткой динамической характеристики передачи каскада. В этот момент происходит форсированный заряд различных емкостей (переходов в П/П элементах, переходных конденсаторов и др.). Для рассасывания заряда и возврата прибора в прежнее состояние требуется время. Ред.
    ** RIAA - Recording Industries Association of America - Американская Ассоциация Предприятий Звукозаписи. По ее рекомендованным стандартам (уровни записи, постоянные времени и пр.) осуществлялась звукозапись (аналоговая) за последние 30 лет во всем мире. Ред.
    *** TIM - Transient Intermodulation (distortion) - искажения, вызванные быстрыми переходными процессами, когда характеристика передачи входного каскада "модулируется"сигналом, пришедшим с выхода. Ред.
    25 Теперь мы видим, что тандем усилитель/громкоговоритель представляет собой крепко связанную "инфрасистему". Кроме согласования чувствигпельностей, другим фактором согласования может считаться "содружество" тональных характеров усилителя и громкоговорителя (в плане поведения импеданса акустики от частоты и одновременного, в связи с этим, изменения коэффициента демпфирования).
    26 Эти дремучие сложности на практике можно обойти. Реакция усилителя на прямоугольный сигнал должна быть настроена на критическое демпфирование "звона" в отсутствие нагрузки,что может являешься частичной гарантией для худшего случая нагрузки. Наихудшей нагрузкой является чистая емкость, вызывающая максимальный вон. Для измерительных целей обычно берут 0,47 мкФ для ламповых усилителей. В этом случае могут потребоваться управляющие действия (в виде фазовой компенсации) для достижения оптимального демпфирования. Обычно - это конденсатор, шунтирующий резистор обратной связи, величиной 100- 500 пФ.
    27 Из-за того, что ОС начнет подавлять продукты искажений и... вместе с ними благозвучность воспроизведения.
    28. Отрицательная ОС бессильна против насыщения сердечника, так как при подавлении (компрессии) сигнала с помощью ОС, сразу же уменьшается и сам сигнал ОС.
    29. Некоторые производители трансформаторов делают гибридные сердечники, в которых вместе со сталью используются никелевые пластины.
    30. При идентичных рабочих условиях и оптимизированном импедансе нагрузки для каждого случая.
    31. Окончательное определение в отношении РР появилось в 1957 г. из работы М.А. Melehy'n (см. источник 86). Его статья представляет элегантный математический анализ, "применимый ко всем режимам работы двухтактного усилителя в предположении нелинейных свойств ламп". Он использовал дифференциальные уравнения, чтобы показать мгновенные значения и соотношения между токами и напряжениями.
    32. Двухтактное включение оказывает спрямляющее действие только на индивидуальную пару характеристик (вверху и внизу), и никакого воздействия на расстояние между ними. Хотя и неправдоподобно на первый взгляд, но подобные эффекты существуют в РР усилителях между выходной мощностью и мощностью рассеяния на анодах (87). Когда линия нагрузки пересекает неравномерно расположенные между собой анодные характеристики, форма усиливаемого сигнала начинает изменяться и возникают гармоники. Т.к. неравномерное расположение симметрично относительно оси (напряжения),искажения будут нечетного порядка.
    33. Характеристика передачи триода 2АЗ проанализирована вплоть до 5-й гармоники Хатчисоном в его статье "Графический анализ гармоник" (88).
    34. То, о чем Уильямсон постоянно твердил по поводу КТ66;"Включенные триодами, эти лампы имеют характеристики,почти идентичные настоящему триоду РХ25". (89)
    35. Возможно, здесь лежит ключ к разгадке, чем вызвано возрождение интереса к триодным усилителям в середине 80-х.
    36. Инвертор, используемый в усилителе Уильямсона,отвечал требованиям пунктов 1) и 2), но не 3). Но непосредственно связанный с каскадом усиления (без разделительной емкости) он обладает превосходными характеристиками.
    37. Предостережение: ток покоя не может быть произвольно повышен пользователем; эта мера предосторожности изначально должна быть заложена в разработке, в противном случае лампы могут быть перегреты.
    38. О ресурсе пампы КТ77 можно справиться в собственном выпуске М. О. Valve (выпуск 3, апрель 1947г. стр. 4).
    39. Усиленный режим-АВ работает с токами, находящимися в промежутке от -А до режима-В. 40. Нечетные искажения не ухудшают симметрии смещений,так как в сбалансированном РР усилителе искажения идентичны для каждой полуволны.
   

Referens

[44] H.F. Olson, Music, Physics, and Engineering, second ed., Dover Publications, New York, 1967.
[45] Stereophile, Vol.17 No.l, January 1994, pp.104- 1 12.
[46] Hermann L.F. Helmholtz, Он tlie Sensations of Time as a Physiological Basis for the Ttwry of Music, Dover Pubs., New York, 1954, chaps. XI and XII.
[47] F. Winckel, Music, Sound, and Sensation, Dover Pub, New York, 1967, pp.112-119, 135-141.
[48] H.F. Olson: cfrel. 44, pp 38-39, 254-260.
[49] A.W. Ladner, "The Analysis and Synthesis of Musical Sounds," Electronic Engineering, October 1949, p.381.
[50] A ?. Richmond, Calculus (or Electronics, second ed., McGraw-Hill, New York, 1972, pp.395-412.
[51] A.V Eastman, Fundamental* of Vacuum Tubes, third ed., McGraw-Hill, New York, 1949, pp.327-334.
[52] I. Millman and C.C. Halkias, Electronic Devices and Circuits, McGraw- ill, New York, 1967, pp.544-556.
[53] J A. Hutcheson, "Grapliical Harmonic Analysis," Elect., January 1936, pp.16- 18, 34.
[54] J. Millman and C.C. Halkias, op at, pp.558-560.
[55] R.L. Wegel and C.E. Lane, "The Auditory Masking of One Pure
Tone by Another and its Probable Relation to the Dynamics of the Inner Ear," Phys. Ret'., 23, 1924, p266-285.
[56] Stanley Smith Stevens and Hallowcll Davis, Hearing, Us Psychology and Phisiology, John WUey & Sons, New York, 1938, pp.208-217.
[57] A.V. Eastman, op at, pp.505-506.
[58] Francis Wcston Sears, Principles of Physics I, Addison-Wesley Press, Cambridge, Mass, 1947, pp.500-503.
[59] Henry Jocobowitz, Electronics Made Simple, Doubleday & Co., New York, 1958, pp.136- 138.
[60] T.S. Gray, Applied Electronics, second ed,John Wiley & Sons, New York, 1954, pp.738-744.
[61] R.N. Marsh, "Understanding Common-Mode Signals," Audio, February 1988, pp.58-65.
[62] F. Longford-Smith, eA, Radiotron Designer's Handbook, fourth ed., Amalgamated Wireless Valve Co. Pty., Sydney, Australia (distributed in US by RCA); fourth ed., 1953, pp.606-611.
[63] J.R. Stuart, "An Approach to Audio Amplifier Design, Pts. 1-3," Wireless World, 1973: August, pp.387-391; September, pp.439-446; October, pp.491 -494.
[64] J. Moir, "Just Detectable Distortion Levels," Wireless World, February 1981, pp.32-34, 38.
[65] D.E.L. Shorter, "The Influence of High-Order Products in Non- Linear Distortion," Electrical Engineering, April 1950, pp.152-153.
[66] Parker. Sybil P., ed., Acoustics Source Book, McGraw-Hill Book Company, i988, pp.290-313.
[67] G.Е. Valley, Jr. and H. Wallman, eds., Vacuum Tube Amplifiers, McGraw-Hill,'New York, 1948, pp.424-467.
[68] N. Pass, "Cascode Amp Design," Audio, March 1978, pp.52-59. [69] H.W. Bode, "Relations Between Attenuanon and Phase in Feedback Amplifier Design," BSTj, 19:3, July 1940, pp.162, 303.
[70] Garde, P., "Transient Distortion in Feedback Amplifiers," Journal of the Audio Engineering Society, 26:5, May 1978, pp.314-322.
[71] Marts Otalai "Transient Distortion in Transistorized Power Amplifiers," IEEE Traits. Audio Elcaroacoustics, AU-18.3, September 1970, pp.234-239.
[72] Matti Otala and Eero Leinonen, "The Theory of Transienr hitermoiiulation Distortion," IEEE Trans. Acous,, Speech, and Sig. Proc., ASSP-25:1, Febгuary 1977, pp.2-7.
[73] E.M. Cherry, "Transient Intermodulation Distortion — Part 1: Hard Nonlinearity," IEEE Trans. on Acous., Speecli, and Sig. Proc., 292, April 1981, pp.137-146.
[74] R.O. Rowlands, "Harmonic Distortion and Negative Feedback," Wireless Engineer, June 1953, pp.133-135.
[75] 'Cathode Ray1 (M.G. Scroggie), "Negative Feedback and Non- Linearity," Wireless World, April 1961, pp.225-230; rewritten for transistors, Wireless World, October 1978, pp.47-50.
[76] G.S.C. Lucas, "Distortion in Valve Characteristics," Exp. Wireless, November 1931, pp.595-598.
[77] J.E. Flood, "Negative-Feedback Amplifiers, Conditions for Critical Damping," Wireless Engineer, July 1950, pp.201-209.
[78] Thomas Roddam, "Calculating Transient Response," Wireless World, August 1952, pp.292-295.
[79] Peter J. Baxandall, "Audio Power Amplifier Design—3," Wireless World, May 1978, pp.83-88.
[So] STAFF OF THE DEPARTMENT OF ELECTRICAL ENGINEERING, MIT, Magnetic Circuits and Transformers, John Wiley and Sons, New York, 1958 p.485.
[81] W.T Cocking, "High Quality Amplification," Wireless World, May 4, 1934, pp.302-304; "Push-Pull Quality Amplifier," May 11, 1934 pp.320-323; cont. May 18, 1934, pp.336-339.
[82] J. Millrnan and C.C. Halkias, Electronic Devices and Circuits, McGraw- Hill, New York, 1967, pp.544-556.
[83] F.E. Terrain, ed., Electronic and Radio Engineering, McGraw-Hill, New York, 1955, pp.348-350.
[84] BJ. Thompson, "Grapliical Determination of Performance of Push- Pull Audio Amplifiers," Proc. IRE, 21.4, April 1933, pp.591-600
[85] H.L. Kraus, "Class-A Push- Pull Amplifier Theory," Proc. IRE, January 1948, pp.50-52.
[86] MA. Melehay, "Push-Pull Audio Amplifier Theory," Trans. IRE on Audio, July-August 1957, pp.86-89.
[87]J.D. Ryder, Engineering Electronics, McGraw-Hill, New York, 1957, pp.168-178; /also T.S. Gray, op at, pp.614-629.
[88] 1A. Hutcheson, "Grapliical Harmonic Analysis," Elect., January 1936 pp.16-18, 34.
[89] D.T.N. Williamson, "Design for a High Quality Amplifier," Wireless World, April 1947 (Part 1), pp.118-121; May 1947 (Part 2), pp.161-163. [90] W.T. Cocking, "Ultra-Linear Amplifiers" (editorial), Wireless Engineer, 32.8, August 1955,pp.l99-200.
[91] G.S.C. Lucas, "Distortion in Valve Characteristics," Exp Wireless November 1931, pp.595-598.
[92] John H. Pratt, "The Equivalent Characteristics of Vacuum Tubes Operating in Feedback Circuits," RCA Rev., 6:1, July 1941, pp.102-113.
[93] O.H. Schmitt, "Cathode Phase Inversion,"/ Sd. Instrum., March 1938 15, p.100.
[94] J.N. Van Scoyoc, "A Cross Coupled Input and Phase-inverter Circuit," Radio & TV News (Eng. Ed!), November 1948.
[95] American Standard Definitions if Electrical Terms — ASA. no. C42; American Institute of Electrical Engineers, New York, 1941, p.234. [96] J.D. Ryder, op tit, pp.158-168; /also TS. Gray, op tit, pp.610-613.
[97] F.R.W. Strafford, "Join-Up Distortion in Class-B Amplifiers," Wireless Engineer, October 1935, p.539.
[98] J. Millman and C.C. Halkias, op tit, pp.564-565.
[99] A. Pen-Tung Sah, "Quasi Transients in Class-B Audio-Frequency Push-Pull Amplifiers," Proc. IRE, 24:11, November 1936, pp.1522-1535.
[100] Frank Mclntosh and Gordon Gow, "Description and Analysis of a New 50-Watt Amplifier Circuit," Audio Engineering, December 1949 pp.9-11, 35-40.
[101] N.H. Crowhurst, "Realistic Audio Engineering Philosophy," Audio, October 1959, pp.52-60, cont. pp.113-114.
[102] I. Langmuir, "The Effect of Space Charge and Residual Gases on Thermionic Currents in High Vacuum," Phys. Rev., 2, 1913.
[103] Yuziro Kusunose, "Calculation of Characteristics and the Design of Triodes," Proc IRE, 17:10, October 1929, pp.1706-1749.
[104] J.D. Ryder, op tit, pp.158-168; /also T.S. Gray, op at, pp.610-613. [105] R.G. Middlcton, "Graphical Analysis of Degenerative Amplifiers " Radio, March 1946, pp.23-24 50.
[106] Nelson Pass, "Build a Class-A Amplifier," Audio February 1977 pp.28-34
[107] Nelson Pass, "Nelson Pass on Single-Ended Class-A," Audio Forum, November 1994, pp.10-13.